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用有源鉗位正激轉換器閉環

2019-11-14 15:01:08 來源:安森美
1.前言
有源鉗位正激(ACF)控制器在高頻dc-dc模塊中很受歡迎:近零電壓開關、減小尺寸的磁性器件和高能效的設計是ACF的特點。如果設計功率級需要注意任何高功率設計,那么從轉換器的控制-輸出傳遞函數可以很好地了解補償策略,以滿足交越和相位裕度等設計目標。本文將先論述ACF傳遞函數,然后再給出一個典型的補償示例。
 
2.功率級運行
圖1顯示的是一個ACF的簡化電路圖,其具體運行細節可見參考文獻[1]。正常情況下,晶體管Q1在經典的正激轉換器中工作,但當它關斷時,其退磁過程會涉及到鉗位電容Cclp和初級電感Lmag之間的諧振周期。一部分存儲在磁化電感中的能量會將漏極連接處的集總電容轉移,同時VDS(t)上升,直到找到流過Q2體二極管的路徑。然后,通過在零電壓開關(ZVS)條件下導通Q2,使后者短路:現在,Q1的漏極被鉗位到Vin加 Cclp的電壓Vclp。考慮到Lmag和Cclp之間的諧振周期,循環電流最終會反轉,并流過Q2(導通狀態)和磁化電感Lmag。
 

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圖1:有源鉗位正激轉換器可以高開關頻率運行
         
在某個點,控制器將指示Q2開通,迫使電流離開包括Cclp在內的網格,自然地流過輸入源Vin和漏極集總電容:漏極節點開始下降,直到一個新的開關周期,從而降低了導通損耗。
 


圖2:當把死區時間調整得很好時,就可實現近ZVS的運行
 
如圖2所示,在MOSFET轉換之間插入了一個死區時間,從而提供了產生漏源諧振周期的時間,該周期現在涉及Clump 的Lmag,以達到一個谷點。在某些運行條件下(較小的輸出電流),漏波觸地會導致零導通損耗。
 
 3.傳遞函數
在補償轉換器或任何系統之前,您需要功率級的控制-輸出傳輸函數。換句話說,如果您想用正弦波來激勵控制輸入,這里指的是脈寬調制器(PWM),那如何通過功率級來傳輸信息,并在輸出中產生響應呢?將響應與激勵聯系起來的數學關系就是我們需要的傳遞函數H。
公式(1)導出了電壓模式下ACF的控制-輸出傳遞函數,通過四階多項式描述了該轉換器:


                         
方程由兩個部分組成:左邊是經典正激轉換器項,其中:


 
                                                                                     
公式(1)中的第二項表示有源鉗位電路的增加,以及圍繞Cclp和Lmag建立諧振網絡的影響:
 
                                                                                            
 
在這些表達式中,rL和rC分別表示輸出電感(Lout)和電容(Cout)等效串聯電阻(ESR),ron1表示主開關晶體管rDS(on),ron2表示有源鉗位晶體管rDS(on),N表示變壓器匝比,D0表示靜態占空比。
 
根據該表達式,我們可獲得10-Hz至100-kHz頻率范圍的幅值和相位響應的波特圖(如圖3所示)。各器件的值即為由安森美半導體的NCP1566參考文獻[2]供電的3.3-V/30-A dc-dc模塊的值。有源鉗位部分是特意非阻尼的,并假定Q2 是低rDS(on)的MOSFET。



圖3:控制-輸出傳遞函數顯示一個諧振陷波,強調出現雙零點的相位
 
當頻率達到公式(3)所描述的諧振時,您可觀察到受相位嚴重失真影響的幅值毛刺。幅值下降歸因于一次側諧振電流的突增,這導致了一次側功率MOSFET Q1的壓降。如公式(1)中右側項所示,此壓降會從輸入電壓Vin中減去,并創建可觀察到的響應陷波。根據參考文獻[3]和文獻[4]的建議,選擇一個在Lmag-Cclp的最小諧振頻率之前的交越點是明智的,因為此時存在嚴重的相位滯后。但是,如果在有源鉗位電路中施加適當的阻尼,則可以擴展交越。如參考文獻[5]所示,在瞬態條件下,必須仔細研究這種決策對主MOSFET漏源峰值電壓的影響。圖4顯示相同的傳遞函數,現在被Q2的2.5-Ω rDS(on)所抑制:幅值和相位響應非常接近經典正激轉換器的幅值和相位響應,而且可以在諧振陷波之外選擇fc。

圖4:當受阻抑時,諧振的毛刺效應會減弱,您可將交越推到諧振之外。
 
4.脈寬調制器
公式 (1) 中給出的表達式不包括PWM模塊的影響。在一個隔離開的dc-dc轉換器中,調節回路位于二次側,光耦合器會偏置控制器反饋引腳來控制占空比。在大功率轉換器中常見的一種方案是并聯調節器:光耦合器不是通過公共發射極配置將引腳拉低至接地,而是通過發射極連接控制器并注入電流。此電流在內部呈鏡像,可以拉低一個由50kΩ電阻加載的內部節點。這種電壓偏置PWM比較器,可確保穩壓。當輸入動態電阻壓降較小時,由于準恒定VCE電壓,該技術使米勒效應最小化:光耦合器極被推到更高的頻率,避免閉環時發生問題。動態電阻rd =400Ω,但對頻率分析不產生影響。如果將電容反饋引腳接地,則會產生影響。但是,除此配置之外,阻抗需為ac,因為單獨的光耦合器可以調節輸入電流。此電流被10除(單位記為div),并通過拉高阻抗,調節內部操作點。
 
在倒相引腳上,定時電容Cramp由取決于輸入電壓的電流充電。因此,模擬鋸齒波的斜率將與輸入電壓有關,隨著Vin變化而動態地改變增益。此配置實現我們所謂的前饋操作。可能顯示參考文獻[6]該調制單元的小信號增益等于:


                                                                                                                  
            及
                                                                                                             
 

圖5:光耦合器在反饋引腳中注入電流以調整控制器占空比
 
在公式(1)中,您可看到在方程的右邊出現了Vin,表示傳輸函數的直流增益(s=0)將隨輸入電壓的變化而變化。因此,交越頻率和穩定性也許都會受到影響。通過PWM傳遞函數(公式(4)),分母中的Vin抵消了輸入電壓的影響,在輸入范圍內穩定了環路增益和交越頻率。
 
 5.Type 3補償器
為設計ACF轉換器的環路增益,我們需要將PWM模式激勵因子D(s)與觀察到的變量Vout(s)響應聯系起來的傳遞函數。我們將通過極點-零點位置應用選定的設計策略,以確保轉換器的強固性和良好的瞬態響應。
 
圖6表示含一個Type3補償器的典型架構,Type3補償器采用光耦合器隔離。該光耦合器本身受電流傳輸比(CTR)和極點的影響,極點的位置取決于負載電阻。在本應用中,分流調節反饋輸入讀取光耦合器電流。負載電阻是rd且相當小,這意味著我們必須描述一個相當高頻率的光耦合器極點,以便之后中和它參考文獻[7]。這里注意,LED連接到二次側的一個安靜的Vcc點(或輔助電壓Vaux),與Vout完全交流耦合。需要注意這一點,否則會產生快速的通道,使補償器參考文獻[7]的頻率響應失真。LED中的交流電流(忽略其動態電阻)由下式給出:


                                                                                                             
 
其中Vop是運算放大器的交流輸出電壓。假設這是一個完美的運算放大器,電壓則被定義為:
                                                         
                                             
 Zf 和 Zi 是圖6中所圈部分的阻抗。從這兩個網絡中,我們可用快速分析電路技術參考文獻[8]來推斷我們想要的傳遞函數零點的位置。在Vout有激勵的情況下,需要怎樣的Zf 和 Zi 阻抗組合,才能使輸出VFB為零?



圖6:使用電壓模式有源鉗位正向轉換器閉環需要Type 3補償器。
在本例中,Rpullup為50kΩ,RLED隨意固定為1kΩ,而R1為1662Ω。
有兩個條件:

  1. 當Vout在sz處調諧時,Zi 幅值無窮大,則VFB(sz) = 0 V。 Zi 由分子和分母D(s)組成。當D(sz) = 0時,這個阻抗無窮大。因此,這個一階網絡的極點是我們想要的零點。影響Zi的時間常數是通過暫時斷開C3和“觀察”通過其連接端子提供的電阻來獲得的。在我們的思維中,時間常數是 ,網絡極點或傳遞函數零點就僅是 。
  2. 當R2和C1串聯構成變換短路時,輸出也為零。這個阻抗被定義為 。您可以通過 得到零點,從而定義了第二個零點位置在 。接下來,我們可根據公式更新公式(7)。
                                                                           
                  這時考慮R3 << R1 以及 C2 << C1。
                 將公式代入公式中得出LED電流:
                                                                       
                 輸出電壓VFB是光耦發射極電流除以電流鏡像分頻比div。
                                                                                                    
                 發射極電流是受CTR影響的LED電流:
                                                                                                      
                 將所有這些表達式與公式(9)結合,我們得到所需的完整傳遞函數:
                                                                  
                它可用以下低熵格式表示,在分子中有反零點:
                                                                                     
                其中:
                                                                                                           
 
                             現在我們已有補償器傳遞函數,我們需要一種方法來調整交越點上的期望增益或衰減。可以通過選擇正確的R2值,同時需要考慮由設計固定的或制造商強加的其他器件值(例如,電路中的Rpullup)。公式(12)的幅值由下式確定:


                                                                  
您可從中提取R2的正確值,已知 表示所選交越頻率fc處的所需增益或衰減:
                                                                     
一旦R2的值已知,就可以使用公式(15)至公式(18)對其余的補償元素進行計算。
 
 
6.補償策略
在手上有完整的Type3傳遞函數的情況下,我們可根據我們想要穩定的轉換器的功率級響應來想出一種補償策略。我們有幾種選擇來獲得這一響應。我們可以用Mathcad®和我們給出的解析表達式(1)來計算它,也可在工作臺上計算它。對于后一個選擇,我們需要一個可以工作的硬件。另一個可行的選擇是圖7所示的SIMPLIS®仿真電路。



圖7:該簡單的閉環ACF模板使用演示版本元素
 
SIMPLIS®是個分段線性(PWM)仿真器,它可支持您從開關轉換器中提取小信號響應。考慮到簡單的模擬電路,控制-輸出響應或 可在幾秒鐘內從演示版本元素(https://www.simplistechnologies.com/)獲得。圖8給出了相位圖和幅值圖。該響應對應于從36-72-V輸入線輸出3.3V/30A的轉換器的響應。主控制器是安森美半導體的NCP1566,以500kHz的開關頻率工作。變壓器匝比為6:1,二次側電感為0.5µH。有源鉗位諧振網絡產生的毛刺得到了很好的控制,可安全地進行交越。本例中我們將選擇一個30千赫的交越頻率fc。
 
從這些圖中可提取出如下信息:30kHz的幅值衰減約為11.8dB,而該頻率的相位滯后達到133°。有了這些數據,補償策略如下:

  1. 將雙零點置于略低于以8.7千赫計算的輸出濾波器諧振。通常情況下,如果轉換器在DCM下轉換,您可把一個零點置于諧振處,另一個置于更低頻率處。這確保了在輕負載條件下好的相位裕度。在本例中,自驅動同步整流器將確保即使在空載時以CCM運行。


圖8:開關波形確定了工作點,而小信號響應給出了穩定過程所需的信息
 
       2.  將極點 置于開關頻率的一半或250kHz。
       3. 考慮60°的相位裕度目標參考文獻[6],評估必要的相位升壓。
                                                           
           該值確認需要Type3補償器,因為90°是Type2的最大限值。
        4. 補償器將級聯兩個零點和兩個極點。如果忽略原點貢獻的極點,這些極點/零點對產生的相位升壓是:


                                                   
雙零點和第二極點fp2已確定。確定fp1位置的感興趣的角度是:
                                               
 因此,我們需要定位第二極點,使相位升壓等于105°:
                                                                                                    
      
 5. 通過Mathcad®表單參考文獻[2]計算的歸一化器件值得到如下結果:R2為390 ? (CTR = 1),C1 = 100 nF,C2 =22 nF,R3 = 27 ?,C3 = 22 nF。
 
在30千赫左右處交越說明是快速運算放大器,其自身的響應將不會影響您想構建的Type3的波形。參考文獻[9]解釋了選擇不當的運算放大器如何影響最終補償器的性能,嚴重降低相位裕度。在本例中,我們選擇了一個TLV271,最初的Type3相位和幅值響應沒有受此電路的影響。另外,還要注意光耦合器對補償器響應的影響。PS2801是經典的dc-dc轉換器。如前所述,基于并聯的反饋路徑施加合理的集電極電流和調節發射極電壓,仿照類似于級聯的架構:考慮到接近恒定的Vce電壓,米勒效應大大降低,自然地將光耦極點轉到更高的頻率。然而在30千赫處的交越頻率,它仍可獲得預期的相位裕度,我們已通過把一個簡單的電容器與RLED并聯去補償它,如圖6所示。
我們現在可繪制環路增益T(s),并核對裕度。圖9顯示了用Mathcad®繪制的環路增益。驗證了理論上的30 kHz交越頻率,以及期望的60°相位裕度。
 

圖9:環路增益驗證所選的交越頻率及正確的相位裕度
 

 
7.最終電路
圖10顯示了一次側原理圖,二次側原理圖如圖11所示。NCP1566集成所有必要的特性,以構建強固和高能效的有源鉗位轉換器。



圖10:一次側使用了專為有源鉗位轉換器NCP1566設計的控制器
 
 該器件集成各種保護和自適應死區時間,提高電路輕載能效。板載高壓電流源確保啟動序列并動態自供電(DSS):如果輔助繞組需要時間供應控制器,則DSS向IC提供能量,直到輔助電壓累積并關斷電流源。當在輕載或空載條件下跳過周期時,考慮到非常窄的脈沖,輔助繞組可能會損壞。DSS將在該模式下自動激活,為控制器自供電。


圖11:二次側應用兩個運算放大器和一個電壓基準
 
電源級使用Payton的平面變壓器,通過一對自驅動同步整流器輸入輸出電感。由于一次側延長的退磁周期,有源鉗位正激轉換器能夠很好地直接驅動這些晶體管:二次側的驅動電壓在關斷期間100%存在,并確保這些電壓控制整流器的平穩運行。這不是經典的正激,經典的正激是當主電感退磁時,NVin電壓從二次側消失。
 
 環路圍繞兩個運算放大器構建。第一個U4用于Type3補償器,而U5驅動LED,很好地抑制了與Vout的電流相互作用(沒有快速通道問題)。請注意,補償值與計算出的值稍有不同,這是與這些dc-dc模塊相關的困難之處。我們的計算僅處理小信號響應,并且當分量值被插入轉換器中,環路如預期般穩定。然而,采用這些轉換器還有問題,即Vout在通電時如何升高。上升必須是單調的,沒有雙斜率。這是個大信號運行,直到Vout穩定到其調節值為止。在此期間,很難預測各個電容器如何充電以及它們如何影響輸出電壓升高。施加單調啟動的一種方式是經由R14和C6軟啟動二次側參考電壓U3。一旦轉換器啟動,C37兩端的輔助電壓迅速上升(C37需是小電容),并且通過C6上的低電壓,它施加運算放大器U4以率先迫使Vout跟隨C6的指數充電。在這種情況下,一次側軟啟動持續時間被減少,以限制半導體上的應力,但必須限于這種作用,否則這兩個軟啟動過程(一次側和二次側)可以對抗和扭曲輸出電壓上升。一些調整是必要的。
 
8.回路測量
圖11中的電路顯示了10-?電阻(R2)與電壓檢測分壓器的上電阻串聯。這種電阻在正常工作中保持回路關閉,不影響調節,因為它的值很低。通過將變壓器連接到此電阻上,如圖12所示,可以獲得轉換器的開環傳遞函數,而無需物理開環。這種技術是Middlebrook博士于70年代開創的,在參考文獻[10]中有詳細的描述。



圖12:10?電阻讓您掃描轉換器并獲得傳遞函數選擇
 
我建議在原型階段加入此電阻,用兩條簡單的線來連接探頭。當您處理布滿小器件的多層印刷電路板時,此時板已裝配回,您已無法再做更多改動。切割電線以插入小電阻并隨后將探頭連接到其上是復雜和危險的。在布板階段可以更容易和更輕松地附加這些額外的焊盤。
       
測量回路,我測試過新西蘭CleverScope(https://cleverscope.com/)制造的CS328A儀器。該設備含2通道14位示波器和頻率響應分析儀(FRA),且在非常有競爭力的價位。不需要插入隔離變壓器,因為CS328A是一個固態注入器,您只需將探頭連接到電源。儀器首先進行粗略掃描,并微調注入電平,以保持適當的信號/噪聲比,而不影響線性。當儀器持久顯示觀察到的波形時,可以立即檢查掃描期間是否發生飽和。且具備一個很不錯的特性,避免連接另一示波器以監測與FRA并行的工作。掃描結果如圖13所示,顯示了正確的交越頻率及略微的相位失真。進一步的分析表明,前端EMI濾波器在該點附近有諧振,并且需要足夠的阻尼。一旦完成,毛刺如預期消失。



圖13:測量驗證了30 kHz交越及足夠的相位裕度,并顯示了前端EMI濾波器引起的毛刺。
 
 
9.總結
本文介紹了一種用于電壓模式控制的有源鉗位正激轉換器的補償策略。將仿真和數學求解器等工具結合,是實現設計和理解每個元素作用的最佳方法。而補償策略則可被視為對器件的可變性補償,之后通過工作臺測量來驗證。一旦該模型被認為與在硬件中表現一致,則必須在仿真環境中清除這些影響因素,以確保它們被所采用的補償方案完全中和。
 
 

 
參考文獻
 

  1. C. Basso, The Small-Signal Model Of An Active-Clamp Forward Converter (Parts 1 to 3), www.How2Power.com, March 2014
  2. ON Semiconductor NCP1566 page, http://www.onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=NCP1566
  3. G. Stojcic, F. Lee and S. Hiti, Small-Signal Characterization of Active-Clamp PWM Converters, VPEC 1995, pp. 237-245
  4. D. Dalal, L. Woofford, Novel Control IC for Single-Ended Active-Clamp Converters, HFPFC’95 Conf. Proc., pp. 136-146, 1995
  5. Q. Li, F. Lee, M. Jovanovi?, Design Considerations of Transformer Dc Bias of Forward Converter with Active-Clamp Reset, Applied Power Electronics Conference Conf. Proc., pp. 553-559, March 14-18, 1998
  6. C. Basso, Switch-Mode Power Supplies: SPICE Simulations and Practical Designs, McGraw-Hill, New-York 2014
  7. C. Basso, Practical Implementation of Loop Control in Power Converter, Professional Seminar, Applied Power Electronics Conference, Charlotte (NC), 2015
  8. C. Basso, Linear Circuit Transfer Function: A Tutorial Introduction to Fast Analytical Techniques, Wiley IEEE Press, May 2016
  9. C. Basso, Understanding Op Amp Dynamic Response In A Type 2 Compensator, www.how2power.com, January and February 2017 newsletters.
  10. C. Basso, Designing Control Loops for Linear and Switching Power Supplies: a Tutorial Guide, Artech House, 2012

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